數(shù)字電視發(fā)射機(jī)中功率放大器的設(shè)計(jì)

　　摘要：用最新的LDMOSFET器件，采用平衡放大電路結(jié)構(gòu)?熏設(shè)計(jì)數(shù)字電視發(fā)射機(jī)中的功率放大器。工作頻段在470MHz～860MHz，整個(gè)頻帶內(nèi)增益在12dB左右，工作在線性狀態(tài)，交調(diào)抑制小于－35dB。
　　關(guān)鍵詞：功率放大器匹配增益
　　
　　數(shù)字電視地面廣播技術(shù)采用數(shù)字壓縮技術(shù)，在同樣清晰度和音質(zhì)情況下，用戶可以接收的節(jié)目數(shù)量提高４～６倍。同一信道中，可同時(shí)傳輸附加數(shù)據(jù)和其他信息，且抗干擾能力強(qiáng)，覆蓋區(qū)域內(nèi)近場(chǎng)和遠(yuǎn)場(chǎng)的接收效果幾乎相同，因此，數(shù)字電視受到了廣泛的關(guān)注。
　　
　　歐美一些國(guó)家對(duì)數(shù)字電視技術(shù)的研究較為深入，已研制出了性能完善的數(shù)字電視信號(hào)發(fā)射機(jī)。我國(guó)數(shù)字電視技術(shù)的研究起步相對(duì)較晚，還處在實(shí)驗(yàn)階段。為降低成本，數(shù)字電視發(fā)射機(jī)的國(guó)產(chǎn)化是我國(guó)廣播電視行業(yè)發(fā)展的必然趨勢(shì)。
　　
　　功率放大器是數(shù)字電視發(fā)射機(jī)中的重要組成部分。通常情況下，數(shù)字電視發(fā)射機(jī)中的信號(hào)經(jīng)ＣＯＦＤＭ方式調(diào)制后輸出中頻模擬信號(hào)，通過(guò)上變頻送入放大部分。該調(diào)制方式包括ＩＦＦＴ（８Ｍ）和ＩＦＦＴ（２Ｍ）兩種模式，分別由６８１７和１７０５個(gè)載波組成。每個(gè)載波之間的頻率間隔非常近，所以交調(diào)信號(hào)很容易落在頻帶內(nèi)，引起交調(diào)失真。數(shù)字電視的發(fā)射機(jī)較傳統(tǒng)類型，在線性度、穩(wěn)定性等方面有著更高的要求。對(duì)發(fā)射機(jī)中的功率放大器要求必須工作在較高的線性狀態(tài)下，增益穩(wěn)定。
　　
　　發(fā)射系統(tǒng)的放大部分分為激勵(lì)和主放大電路。其中激勵(lì)部分為寬帶功率放大器，為確保地面數(shù)字電視傳輸?shù)恼�常穩(wěn)定，需要具有良好的穩(wěn)定性和可靠性，其工作頻段在４７０ＭＨｚ～８６０ＭＨｚ，工作狀態(tài)為ＡＢ類；要求增益大于１０ｄＢ，交調(diào)抑制小于－３５ｄＢ，噪聲功率密度大于１３０ｄＢｃ／Ｈｚ。本文采用最新的ＬＤＭＯＳＦＥＴ器件，及平衡放大電路結(jié)構(gòu)?熏設(shè)計(jì)數(shù)字電視發(fā)射機(jī)中的驅(qū)動(dòng)級(jí)功率放大器，經(jīng)過(guò)優(yōu)化和調(diào)試，滿足系統(tǒng)要求。
　　
　　圖2輸入匹配網(wǎng)絡(luò)拓?fù)鋱D
　　
　�。惫β史糯笃髟O(shè)計(jì)
　　
　�。保�１功率放大器的放大芯片選型
　　
　　本文采用摩托羅拉ＬＤＭＯＳＦＥＴ器件ＭＲＦ３７３作為功放的放大芯片。該芯片在線性、增益和輸出能力上相對(duì)于ＢＪＴ器件有較大的提升，使發(fā)射機(jī)的可靠性和可維護(hù)性大大提高。與傳統(tǒng)的分米波雙極型功放管相比，ＬＤＭＯＳＦＥＴ具有以下顯著優(yōu)點(diǎn)：
　　
　　·可以在高駐波比（ＶＳＷＲ＝１０：１）情況下工作；
　　
　　·增益高（典型值１３ｄＢ）；
　　
　　·飽和曲線平滑，有利于模擬和數(shù)字電視射頻信號(hào)放大；
　　
　　·可以承受大的過(guò)驅(qū)動(dòng)功率，特別適用于ＤＶＢ－Ｔ中ＣＯＦＤＭ調(diào)制的多載波信號(hào)；
　　
　　·偏置電路簡(jiǎn)單，無(wú)需復(fù)雜的帶正溫度補(bǔ)償?shù)挠性吹妥杩蛊�置電路�?br />　　
　　圖3輸出匹配網(wǎng)絡(luò)拓?fù)鋱D
　　
　�。蹋模停希又圃旃に嚱Y(jié)合了ＢＰＴ和砷化鎵工藝。與標(biāo)準(zhǔn)ＭＯＳ工藝不同的是，在器件封裝上，ＬＤＭＯＳ沒(méi)有采用ＢｅＯ氧化鈹隔離層，而是直接硬接在襯底上，導(dǎo)熱性能得到改善，提高了器件的耐高溫性，大大延長(zhǎng)了器件壽命。由于ＬＤＭＯＳ管的負(fù)溫效應(yīng)，其漏電流在受熱時(shí)自動(dòng)均流，而不會(huì)象雙極型管的正溫度效應(yīng)在收集極電流局部形成熱點(diǎn)，從而管子不易損壞。所以ＬＤＭＯＳ管大大加強(qiáng)了負(fù)載失配和過(guò)激勵(lì)的承受能力。同樣由于ＬＤＭＯＳ管的自動(dòng)均流作用，其輸入－輸出特性曲線在１ｄＢ壓縮點(diǎn)（大信號(hào)運(yùn)用的飽和區(qū)段）下彎較緩，所以動(dòng)態(tài)范圍變寬，有利于模擬和數(shù)字電視射頻信號(hào)放大。ＬＤＭＯＳ在小信號(hào)放大時(shí)近似線性，幾乎沒(méi)有交調(diào)失真，很大程度簡(jiǎn)化了校正電路。ＭＯＳ器件的直流柵極電流幾乎為零，偏置電路簡(jiǎn)單，無(wú)需復(fù)雜的帶正溫度補(bǔ)償?shù)挠性吹妥杩蛊�置電路�?br />　　
　�。保�２電路結(jié)構(gòu)選擇及比較
　　
　　小信號(hào)Ｓ參數(shù)可以用于甲類放大器的設(shè)計(jì)，也就是要求信號(hào)的放大基本限制在晶體管的線性區(qū)域。然而，涉及到大功率放大器時(shí)，由于放大器工作在非線性區(qū)，所以小信號(hào)通常近似無(wú)效。此時(shí)必須求得晶體管的大信號(hào)Ｓ參數(shù)或阻抗，以得到合理的設(shè)計(jì)效果。
　　
　　一般說(shuō)來(lái)，甲類工作狀態(tài)失真系數(shù)最小，具有良好的線性度。但是在大功率應(yīng)用情況下，由于甲類工作狀態(tài)的效率低（５０％）而不適用。采用甲乙類推挽放大器的電路形式，可以得到與甲類放大器相近的線性指標(biāo)。
　　
　　推挽電路形式由兩個(gè)獨(dú)立且無(wú)任何內(nèi)部連接的單管放大器構(gòu)成，通過(guò)兩個(gè)巴倫進(jìn)行功率的矢量分配與合成。由于巴倫本身具有變阻的特點(diǎn)，因此大大降低了變阻比帶來(lái)的阻抗匹配的困難，且巴倫對(duì)于偶次諧波具有很好的抑制作用。但是由于巴倫兩邊間隔過(guò)小，兩路相互影響較大，所以應(yīng)用巴倫結(jié)構(gòu)的放大器穩(wěn)定性較差，且該電路的輸入和輸出駐波比較差。
　　
　　本文采用平衡放大器的形式，結(jié)構(gòu)如圖１所示。其工作原理與巴倫結(jié)構(gòu)的電路相似，但是由于３ｄＢ電橋的應(yīng)用，使得兩路射頻信號(hào)之間隔離較好，有利于兩個(gè)端口的匹配。相對(duì)于單管放大器結(jié)構(gòu)，其優(yōu)點(diǎn)如表１。
　　
　　表1平衡放大器與單管放大器特性比較
　　
　　特性平衡放大器單管放大器輸入輸出反射好較差噪聲特性較好較差長(zhǎng)期穩(wěn)定性好較差
　　元件離散性對(duì)放大電路影響
　　
　　較小較大
　�。保�３匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)
　　
　　由于ＭＲＦ３７３沒(méi)有提供內(nèi)匹配，所以要在放大電路中構(gòu)建匹配網(wǎng)絡(luò)。數(shù)字電視反射系統(tǒng)中的放大電路工作在４７０ＭＨｚ～８６０ＭＨｚ，需要在寬頻帶范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)阻抗匹配。寬帶放大器匹配電路設(shè)計(jì)的基本思想是：在放大器的輸入輸出及級(jí)間都采用電抗匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行多級(jí)阻抗變換。該網(wǎng)絡(luò)只起匹配作用，不額外損耗功率，可以保證最大的傳輸系數(shù)，對(duì)器件特性起均衡作用，并可以滿足系統(tǒng)所需要的帶寬要求。
　　
　　使用器件的ＩＶ曲線或者通過(guò)輸出功率、工作電壓等參數(shù)可以確定負(fù)載ＲＬ。為使輸出功率最大，用ＲＬ表示器件的內(nèi)部漏極負(fù)載，以此作為輸出匹配電路的目標(biāo)。如果一個(gè)網(wǎng)絡(luò)對(duì)一個(gè)復(fù)阻抗有最佳匹配，則網(wǎng)絡(luò)的輸出阻抗等于負(fù)載阻抗的復(fù)數(shù)共軛值。現(xiàn)在的負(fù)載阻抗是純實(shí)數(shù)ＲＬ，所以最佳輸出匹配電路反映到器件漏極負(fù)載的阻抗是ＲＬ的復(fù)數(shù)共軛值，即：
　　
　�。遥蹋剑ǎ郑模模�ＶＤＳ（ｓａｔ））２／２Ｐ
　　
　　其中ＶＤＤ是工作電壓，ＶＤＳ（ｓａｔ）是拐點(diǎn)電壓，Ｐ是輸出功率。
　　
　　根據(jù)上式可以算出，ＭＲＦ３７３的ＲＬ大約為６Ω。
　　
　　本文中的放大電路采用分離元件和分布參數(shù)元件混合使用的方法。由于電感比電容有更高的熱損耗，所以在此類電路中通常避免使用電感，而使用高阻抗的傳輸線代替�；旌项愋偷钠ヅ渚W(wǎng)絡(luò)通常包括幾段串連的傳輸線以及間隔配置的并聯(lián)電容。該放大器的輸入匹配部分采用了四節(jié)連阻抗變換，輸出匹配采用五節(jié)連阻抗變換的混合電路形式。輸入、輸出匹配網(wǎng)絡(luò)拓?fù)鋱D如圖２、圖３所示。
　　
　�。搽娐穬�(yōu)化與仿真結(jié)果
　　
　　由于數(shù)字電視發(fā)射系統(tǒng)要求放大電路必須工作在線性放大狀態(tài)，可以用小信號(hào)Ｓ參數(shù)法分析。借助器件廠商提供的小信號(hào)Ｓ參數(shù)文件，可以用ＡＤＳ對(duì)整個(gè)電路進(jìn)行小信號(hào)Ｓ參數(shù)仿真，得到小信號(hào)增益、端口匹配、隔離及穩(wěn)定因子Ｋ。表２為ＭＲＦ３７３在（Ｖｃｅ＝２６Ｖ、Ｉｃ＝５００ｍＡ）下的Ｓ參數(shù)。
　　
　　表2MRF373在（Vce=26VIc=500mA）下的S參數(shù)
　　
　　f/GHz
　　
　　S11
　　
　　S21
　　
　　S12
　　
　　S22
　　
　　0.5
　　
　　0.824<-160°
　　
　　5.02<59°
　　
　　0.029<-21°
　　
　　0.627<-143°
　　
　　0.7
　　
　　0.851<-168°
　　
　　3.27<44°
　　
　　0.023<-30°
　　
　　0.706<-151°
　　
　　0.9
　　
　　0.875<-173°
　　
　　2.29<32°
　　
　　0.017<-35°
　　
　　0.768<-159°
　　
　　1.0
　　
　　0.885<-176°
　　
　　1.95<27°
　　
　　0.015<-34°
　　
　　0.793<-162°
　　
　　用ＡＤＳ進(jìn)行電路仿真并不能達(dá)到設(shè)計(jì)要求，需在此基礎(chǔ)上進(jìn)行電路優(yōu)化。當(dāng)只有小信號(hào)Ｓ參數(shù)作為模型來(lái)設(shè)計(jì)功率放大器時(shí)，電路優(yōu)化的步驟一般為：首先盡可能以ＲＬ（相對(duì)最大輸出功率的負(fù)載電阻）匹配為目標(biāo)，優(yōu)化和確定輸出匹配電路元件值；然后再優(yōu)化輸入匹配電路的元件值，改善增益和輸入匹配電路。需要注意的是：在優(yōu)化前，必須得到盡可能完整的輸出電路模型，然后在工作頻率下對(duì)其優(yōu)化，達(dá)到與ＲＬ的最佳匹配。圖４為放大電路的仿真結(jié)果，圖５為電路最終優(yōu)化結(jié)果。
　　
　�。硿y(cè)試結(jié)果
　　
　　經(jīng)過(guò)大量實(shí)驗(yàn)和反復(fù)調(diào)試，實(shí)測(cè)結(jié)果如圖６所示。該驅(qū)動(dòng)級(jí)放大器工作于線性狀態(tài)。由圖６增益曲線圖可知，整個(gè)頻帶內(nèi)增益平坦，為１２ｄＢ左右，與仿真結(jié)果大致一樣。回波損耗小于１５ｄＢ，帶內(nèi)駐波比小于１．３。輸入功率２瓦時(shí)，用功率計(jì)測(cè)得輸出功率２５Ｗ，信號(hào)幅度穩(wěn)定，其交調(diào)抑制小于－３５ｄＢ。各項(xiàng)指標(biāo)滿足系統(tǒng)要求，與國(guó)外同類數(shù)字電視發(fā)射機(jī)中放大器的指標(biāo)接近，成本大大降低，為今后數(shù)字電視發(fā)射機(jī)的國(guó)產(chǎn)化研制奠定了基礎(chǔ)。
　　

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